Oh Schreck, Oh Schreck, der LDO ist weg!
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[frame]Das hier ist ein Projekt, dass gerade läuft, dieser Artikel wird also in der nächsten Zeit immer wieder Stückweise ergänzt. Ziel dieses Projektes ist es, zu untersuchen ob es praktikabel ist einen Low Drop Spannungsregler selbst zu bauen.[/frame]
Klar, wenn man aus 5.0V für andere Teile einer Schaltung oder ein Experiment eine Spannung von, sagen wir mal 3.3 V machen will, nimmt der gewissenhafte Privatfrickler einen Spannungsregler, ich zum Beispiel einen TPS73033 von Texas Instruments.
Sieht nicht unsympathisch aus der Kleine und mit 200 mA für viele Spielereien auch ausreichend dimensioniert.
Anlässlich einer Diskussion über Tantal-Elkos in de.sci.elektronik ließ ein erfahrenes Mitglied die Bemerkung fallen, dass solche Spannungsregler, also LDO Spannungsregler, oft ein mysteriöses Verhalten zeigen, wenn die Last und die Spannungsquelle sich nicht genau richtig verhalten. „Jaja” denkt sich der engagierte Privatfrickler und lötet munter weiter, ist doch noch immer gut gegangen. Aber der Teufel wäre kein Eichhörnchen, wenn nicht kurz nach diesem Post der erste TPS73033 den Geist aufgegeben hätte. Mit leisem Knack hat er sich in die ewigen Jagdgründe verabschiedet.
Jahaa! Und der nächste erst, zwei Tage später. Mit gleißendem Lichtblitz ist er spurlos verdampft. Na gut, nicht ganz spurlos, er hat eine Portion gelben festen Rückstand zurückgelassen.
Ex-LDO.
Hier war mal ein TPS73033 von Texas Instruments.
Man sieht schön, wo er mal war. Vorne ist eins der SMD-Pads vom Board gelöst und wenn Du genau hinschaust. siehst Du, dass links auch ein Stück aus dem Keramikkondensator gebissen wurde. Stubenrein ist er auch nicht: der gelbe Schmier ist kein Flussmittel!
Ein willkommener Anlass für mich ein paar Experimente mit einer diskreten Schaltung zur Spannungsregelung vorzunehmen. Als Spannungsreferenz habe ich mir die Referenzdiode TLV431 von Texas Instruments ausgesucht, die ist sehr gut verfügbar, es gibt sie in drei Genauigkeitsklassen und in allerhand verschiedenen Gehäusen. Ich habe mich für eine 0.5% Variante im SOT-23-3 Gehäuse entschieden. Auf dem Foto ein Stück weiter unten ist sie links im Foto direkt bei dem Trimmpoti zu sehen, rechts davon ein npn-Transistor BC817-40 auch im SOT-23-3 Gehäuse.
Ich will zwei verschiedene Varianten der Schaltung ausprobieren, einmal mit einem stinknormalen npn-Transistor BC817-40 und einmal mit einem Depletion Mode MOSFET BSP149 von Infineon. Depletion Mode MOSFETs sind zwar etwas exotisch, aber der BSP149 zum Beispiel ist gar nicht exotisch, sondern ein „Klassiker” und dementsprechend auch ganz gut zu beschaffen. Ein bisschen unfair ist der Vergleich schon, denn der FET sitzt in einem vergleichsweise großen SOT-223 Gehäuse mit ziemlich breitem Gate-„Blech” und kann immerhin 1.8 W Verlustleistung vertragen, während der arme BC817 in seinem mickrigen SOT-23 natürlich in dieser Applikation schon ganz nett ins Schwitzen gerät.
[toggle title=“Schaltplan“ style=“normal“]
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Die Spannungsregelschaltung.
Links neben dem Poti ist die TLV431 im SOT-23-3 Gehäuse zu sehen, rechts oben ein npn-Transistor BC817-40.
[toggle title=“Berechnungen Referenzdiode“ style=“normal“]
Ich fange unten links bei der Referenzdiode an: Die TLV431 lässt über ihren $V_{reg}$-Anschluss immer so viel Strom durch den Abgriff des Widerstandes R2 fließen, dass die Spannung am Abgriff genau 1.24V entspricht. Sagen wir das Poti sei so eingestellt, dass es vom Abgriff bis GND etwa 7.45 kΩ sind und entsprechend von Abgriff Richtung Vcc 12.55 kΩ.
\begin{align}
V_{1} & = 1.24\ V \\
I_{1} & = \frac{1.24\ V}{7.45\ k\Omega} = 166.4\ \mu A
\end{align}
Durch den Referenzanschluss fließt nur ein Strom von 0.15 – 0.5 µA, ich kann also guten Gewissens davon ausgehen, dass durch den Abgriff praktisch kein Strom fließt, beide Teile des Potentiometers werden also vom selben Strom durchflossen. Es gilt also für die Spannung vom Abgriff in Richtung Vcc:
\begin{align}
I_{2} & = 166.4\ \mu A \\
V_{2} & = 166.4\ \mu A \cdot 12.55\ k\Omega = 2.09\ V
\end{align}
Insgesamt fällt am Poti also eine Spannung $V_{3}$ ab:
\begin{align}
I_{3} &= 166.4\ \mu A\\
V_{3} &= 166.4\ \mu A \cdot 20\ k\Omega = 3.33\ V\\
&oder \\
V_{3} &= V_{1} + V_{2} = 1.24\ V + 2.09\ V = 3.33\ V
\end{align}
Wenn ich bei dieser Spannung nun einen Laststrom, von sagen wir 200 mA entnehmen möchte, muss ich folglich gegen ein Vcc von 5V einen Widerstand von
\begin{align}
R_{Vcc} &= \frac{5.00\ V – 3.33\ V}{200\ mA} = 8.35\ \Omega
\end{align}
verwenden. Dieser Widerstand ist in meiner Schaltung die Kollektor-Emitter-Strecke des verwendeten bipolaren Transistors, oder eben die Drain-Source-Strecke eines verwendeten FET. Die Referenzdiode wird über Ihre Kathode automatisch einen Strom ziehen, durch den sich der Widerstand entsprechend einstellen kann. Das einzige was ich also noch benötige, ist ein Widerstand R_{1}, der es der Diode erlaubt, die Basis oder das Gate entsprechend zu versorgen.
Im Falle des FET ist die Sache damit eigentlich schon geritzt, da FETs ja spannungsgesteuert sind, muss ich den Widerstand nur klein genug machen, dass das Gate bei Lastwechseln zügig umgeladen werden kann und aus die Maus.
[/toggle]
[toggle title=“Dimensionierung Basiswiderstand für BJT“ style=“normal“]
Der Bipolartransistor benötigt ein paar mehr Gedanken, da ja durch die Basis ein ausreichender Strom fließen muss, gleichzeitig aber nicht zu viel Strom durch die Diode fließen darf.
Bei 200 mA Kollektorstrom hat der BC817-40, den ich verwenden möchte, eine Basis-Emitter-Spannung $V_{BE} = 0.9\ V$ und eine Stromverstärkung von $ h_{fe} = 300 $. Also brauche ich einen Basisstrom von
\begin{align}
I_{BE} = \frac{I_{CE}}{h_{fe}} = 666\ \mu A
\end{align}
Der Widerstand R1 muss natürlich nicht nur diese 666 µA liefern, sondern auch den minimalen Kathodenstrom $I_{KA}$}des Regulators, laut Datenblatt 0.1 mA:
\begin{align}
I_{R1} &= I_{BE}+I_{KA} = 666\ \mu A + 100\ \mu A = 766\ \mu A
\end{align}
Vcc = 5V
Für die Spannung, die am Basiswiderstand R1 abfällt gilt:
\begin{align}
V_{R1} &= Vcc – V_{3} – V_{BE} = 5.00\ V – 3.33\ V – 0.9\ V = 0.77\ V
\end{align}
\begin{align}
R1 &= \frac{V_{R1}}{I_{R1}} = \frac{Vcc – V_{3} – V_{BE}}{I_{R1}} = \frac{Vcc – 4.23\ V}{I_{R1}} = \frac{0.77\ V}{766\ \mu A} = 1005\ \Omega
\end{align}
Wenn die Angaben aus dem Datenblatt ungefähr stimmen, ist demnach eine Eingangsspannung von 4.23 V mit Sicherheit nicht zu unterbieten, Abhilfe würde eine geringere Basis-Emitter-Spannung bieten oder eine größere Stromverstärkung. Für 5 V jedenfalls ist R1 mit 1kΩ sogar recht groß. Aber eine gewisse Schwankung von Vcc muss schon erlaubt sein,
Vcc = 4.5 V
wie sieht es zum Beispiel bei Vcc = 4.5 V aus?
\begin{align}
R1 &= \frac{Vcc – 4.23\ V}{I_{R1}} = \frac{0.27\ V}{766\ \mu A} = 352\ \Omega
\end{align}
Ah ja, durch die recht hohe Gleichstromverstärkung klappt das doch prima!
Je höher Vcc wird, um so sicherer klappt diese Dimensionierung, außer, dass die Spannungsregulator-Diode deutlich mehr Strom schlucken muss. Hmm, aber wie viel? Ich rechne mal mit 5.5 V das Ganze durch.
Der Spannungsabfall an R1 erhöht sich entsprechend:
\begin{align}
V_{R1} &= Vcc – V_{3} – V_{BE} = 5.50\ V – 3.33\ V – 0.9\ V = 1.27\ V
\end{align}
I_{R1} &= \frac{V_{R1}}{R1} = \frac{1.27\ V}{ 352\ \Omega} = 3.6\ mA
\end{align}
I_{KA} &= I_{R1} – I_{BE} = 3.6\ mA – 766\ \mu A = 2.8\ mA
\end{align}
Sehr kleine Last
\begin{equation}
I_{BE} &= \frac{I_{CE}}{h_{fe}} = 2.6\ \mu A
\end{equation}
I_{KA} &= I_{R1} – I_{BE} = 3.6\ mA – 2.6\ \mu A = 3.6\ mA
\end{align}
Messergebnisse
Depletion Mode FET
Übersicht
Auschnitt: Last wird ein- und ausgeschaltet
Auschnitt: Last wird eingeschaltet
Auschnitt: Last wird ausgeschaltet
NPN BJT
Übersicht
Auschnitt: Last wird ein- und ausgeschaltet
Auschnitt: Last wird eingeschaltet
Auschnitt: Last wird ausgeschaltet
Fazit
Tja, so eindeutig fällt für mich die Entscheidung gar nicht aus. Auf das Gehäuse stelle ich dabei mal gar nicht ab, der BSP149 hat natürlich ordentliche Leistungsreserven, dafür ist der BC817 natürlich viel kleiner.
Beide Versionen haben eine vorzügliche Temperaturkonstanz, stecken die geforderten 200 mA ohne Probleme weg und sind einfach im Aufbau.
[one-half first]BSP149
+ Als FET benötigt der BSP149 keinen Ruhestrom. Nennenswerte Ströme für die Ansteuerung treten überhaupt nur auf, wenn das Gate auf Grund von Lastwechseln umgeladen werden muss.
– An den Messungen sieht man deutlich, dass der BSP149 nicht so gut mit sehr schnellen Lastwechseln zurecht kommt. Beim spontanen Einschalten der Last sinkt die geregelte Spannung immerhin von den ursprünglichen 3.33 V auf 2.71 V ab. Beim spontanen Ausschalten der Last steigt die Spannung kurz auf 3.86 V.
+ Mir ist nicht klar warum, aber als Reaktion auf das Einschalten der Last sinkt – deutlich zeitverzögert – die Spannung am Eingang meines Spannungsreglers deutlich ab. Da hat der FET natürlich etwas mehr Luft zum Ausregeln, es kommt praktisch nicht zu einem Einbruch der Ausgangsspannung (schau in die „Ein und Aus“ Diagramme).
[/one-half]
[one-half last]BC817
– Als NPN-Transistor benötigt der BC817 natürlich durchgehend Basisstrom. Bei 200 mA Last sind das immerhin ~600 µA. Nicht viel, aber deutlich mehr als die Diode zieht.
+ Die Messungen zeigen deutlich, dass der NPN Transistor sehr viel besser mit spontanen Lastwechseln klar kommt. Die Spannung sackt beim spontanen Einschalten der Last nur auf 3.13 V ab und steigt beim spontanen Ausschalten der Last nur auf 3.51 V an, deutlich bessere Werte, als beim FET.
– Mir ist nicht klar warum, aber als Reaktion auf das Einschalten der Last sinkt – deutlich zeitverzögert – die Spannung am Eingang meines Spannungsreglers deutlich ab, das kann mit BJT nur begrenzt ausgeregelt werden, da durch die Basis-Emitter-Spannung einfach nicht so viel Sicherheitsabstand nach unten bleibt. Seine hohe Geschwindigkeit nützt dem BJT hier nichts. Es ist einfach nicht genug Spannung übrig und es kommt zu einem sehr langen Einbruch von fast 100 µs Dauer (schau in die „Ein und Aus“ Diagramme)
[/one-half]
